基于驅(qū)動信號同步的串聯(lián)IGBT動態(tài)均壓電路設(shè)計
絕緣柵雙極晶體管IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor)綜合了GTR和MOSFET的優(yōu)點，具有通流能力強、開關(guān)速度快、輸入阻抗高、熱穩(wěn)定性好和驅(qū)動簡單的優(yōu)點，作為半導體電力開關(guān)具有明顯的優(yōu)勢。目前，IGBT的耐壓等級達到幾十千伏，但因其價格昂貴，限制了單個IGBT在大功率高電壓場合的廣泛應(yīng)用。文獻將耐壓等級低的多個IGBT串聯(lián)使用，不僅提高了功率變換器的電壓等級，降低了成本，而且減小了開關(guān)損耗。
然而，在IGBT串聯(lián)使用中存在的主要問題是驅(qū)動信號不同步引起串入的IGBT集射極電壓不均衡問題，嚴重時會造成某個器件上出現(xiàn)過電壓而損壞。為了保證IGBT在開關(guān)狀態(tài)改變的瞬態(tài)和其進入穩(wěn)定工作狀態(tài)后合理的電壓均衡，學者提出大量的靜態(tài)和動態(tài)電壓均衡措施。靜態(tài)電壓均衡可以通過每個器件兩端并聯(lián)一個均壓電阻來實現(xiàn)。而動態(tài)電壓均衡是IGBT串聯(lián)均壓技術(shù)研究的難點。為此，國內(nèi)外提出了很多動態(tài)均壓電路: 無源緩沖電路、端電壓鉗位電路、柵極電壓控制、柵極電流控制和柵極驅(qū)動信號延時調(diào)整。
使用同步變壓器將驅(qū)動同步的方法具有良好的均壓效果，并且沒有影響IGBT的快速性。但由于同步變壓器的設(shè)計的局限性，很難使得驅(qū)動信號完全同步，出現(xiàn)了一定的電壓不均衡現(xiàn)象，隨著器件承受電壓的增加，電壓不均衡加劇，嚴重時同樣會造成器件因過電壓而損壞。因此，文本結(jié)合同步變壓器均壓電路和端電壓鉗位均壓電路的優(yōu)點，提出一種基于驅(qū)動信號
同步的動態(tài)均壓電路，并基于該方法進行了仿真研究。
1. 串聯(lián)IGBT的動態(tài)均壓技術(shù)
1.1 基于驅(qū)動信號同步的均壓電路工作原理
為了實現(xiàn)串聯(lián)IGBT動態(tài)均壓控制，引入圖1 所示的同步變壓器，將驅(qū)動信號相互耦合在一個磁芯上實現(xiàn)驅(qū)動同步。圖中T是同步變壓器，兩個繞組變比為1：1，這個變壓器連接在驅(qū)動單元GDU1、GDU2和Q1、Q2之間，將兩路驅(qū)動信號耦合。
圖1 基于驅(qū)動信號同步的串聯(lián)IGBT均壓電路
假設(shè)驅(qū)動信號GDU1要快于GDU2，用ΔT 表示驅(qū)動信號之間的時間差。開通時，若無均壓電路，Q1先于Q2開通，則在ΔT 時間內(nèi)，Q2仍然處于關(guān)斷狀態(tài)，電源電壓VDC全部加在Q2上，出現(xiàn)電壓不均衡現(xiàn)象。關(guān)斷時，Q1先關(guān)斷，電源電壓VDC全部加在Q1上，出現(xiàn)電壓不均衡現(xiàn)象。
引入同步變壓器后，Q1導通時，同步變壓器一次側(cè)感應(yīng)出電壓VT1，由于磁耦合作用，則在另一次也產(chǎn)生相應(yīng)的感應(yīng)電壓VT2，這就相當于GDU1同時向兩個IGBT發(fā)送驅(qū)動信號，從而使兩個IGBT開關(guān)動作一致。Q1關(guān)斷時，同理可知。
然而，由于IGBT柵射極間電容的非線性，設(shè)計出完全耦合驅(qū)動信號的同步變壓器十分困難，這樣勢必會影響均壓效果。器件在關(guān)斷前不受靜態(tài)均壓電阻的影響，因此關(guān)斷瞬態(tài)的電壓不均比開通瞬態(tài)的電壓不均明顯。為了防止關(guān)斷瞬間二次電壓不均引起的過電壓，引入圖1所示的由快恢復二極管和齊納二極管組成的端電壓鉗位電路。快恢復二極管保證了電流單向流動，齊納二極管決定了鉗位控制的啟動閾值。當器件集射極電壓超過齊納二極管的閾值，反饋電流流過快恢復二極管和齊納二極管，注入柵極，使得集射極電壓被鉗位于某一閾值。可以說，端電壓鉗位電路改善了同步變壓器的均壓效果，增加了串聯(lián)IGBT的可靠性。
1.2 同步變壓器的設(shè)計
為了達到良好的動態(tài)均壓效果，同步變壓器中激磁電感和漏感的選擇十分重要。Q1導通而Q2關(guān)斷的ΔTon時間內(nèi)，圖1的等效電路如圖2所示。
Lm——同步變壓器激磁電感;
Ls1、Ls2——同步變壓器漏感;
im——激磁電感上流過的電流;
ig——驅(qū)動電源輸出電流;
Rg——柵極電阻;
Cies1、Cies2——柵射極輸入電容( Q1、Q2) ;
VF、VR——驅(qū)動電壓(正偏壓、負偏壓) 。
圖2 等效電路圖
(1) 激磁電感Lm的計算
ig+ im和ig分別向柵射極輸入電容Cies1和Cies2充電。假設(shè)Cies1和Cies2都與Cies相等，則Q1、Q2驅(qū)動電壓Vg1、Vg2之間的電壓差ΔVg，即是im在ΔTon時間內(nèi)造成柵射極輸入電容Cies1和Cies2之間的電壓差:
其中，ΔQm是在ΔTon時間內(nèi)向Cies1充電的電荷量，imp是im的最大值，VT1是同步變壓器一次側(cè)的感應(yīng)電壓。
在時間ΔTon內(nèi)，VT≈V，V為驅(qū)動電源電壓。假定ΔVg≤V/100，得同步變壓器激磁電感Lm的設(shè)計指標為:
(2) 漏感Ls的計算
在ΔTon時間之后，Q2驅(qū)動信號由VR翻轉(zhuǎn)為VF，這時Q1、Q2都導通，柵射極間輸入電容Cies1、Cies2上的電壓分別由其驅(qū)動電路的電流ig1、ig2決定，驅(qū)動電路對稱，ig1= ig2，VT1=VT2= 0。漏感Ls1、Ls2為驅(qū)動線路的寄生電感，由于等效電路呈容性，會引起電路振蕩，為防止IGBT柵射極出現(xiàn)過電壓而擊穿，要求驅(qū)動電路的品質(zhì)因數(shù)滿足:
2. 仿真驗證
為驗證上述均壓電路的有效性，利用Saber仿真軟件建立IGBT串聯(lián)動態(tài)均壓的仿真電路。本仿真中采用2個IGBT的型號為IRG4BC30K，其最大集射極間電壓Vces為600V，輸入電容Cies為920 pF。柵極驅(qū)動電阻Rg為50Ω; 均壓電阻R1、R2為240kΩ; 兩路驅(qū)動信號頻率fs為10 kHz; 占空比D為0.4; 輸出電流Iout為10 A。假設(shè)驅(qū)動信號GDU1、GDU2相差200ns; 由式(7)、(10)選擇同步變壓器激磁電感Lm為2200μH，漏感Ls1、Ls2為1μH。
下面具體仿真分析以下4種情況下，Q1、Q2開通與關(guān)斷的動態(tài)均壓情況。
( 1) 電源電壓600V，無動態(tài)均壓電路情況
圖3 為GDU1比GDU2延遲200ns 開通時，Q1、Q2的驅(qū)動電流和開通瞬間的波形。圖3可知，Q1先于Q2開通200 ns，先開通的Q1集射極電壓Vce1迅速由額定電壓下降為飽和壓降，此時Q2還處于關(guān)斷狀態(tài)，Q2集射極電壓Vce2迅速由額定電壓上升為電源電壓，極易造成Q2因過電壓而損壞。
圖3 無均壓電路時Q1、Q2的開通驅(qū)動電流和集射極電壓
圖4為GDU1比GDU2延遲200ns 關(guān)斷時，Q1、Q2的驅(qū)動電流和關(guān)斷瞬間的波形。由圖4可知，Q1先于Q2關(guān)斷200ns，先關(guān)斷的Q1集射極電壓Vce1迅速由飽和壓降上升為電源電壓，極易造成Q1因過電壓而損壞。
圖4 無均壓電路時Q1、Q2的關(guān)斷驅(qū)動電流和集射極電壓
(2)電源電壓600V，僅帶同步變壓器的動態(tài)均壓電路情況
圖5 為GDU2比GDU1延遲200ns 開通時，Q1、Q2的驅(qū)動電流和開通瞬間的波形。加入同步變壓器后，雖然GDU2比GDU1延遲200ns 開通，但由圖5可知，同步變壓器將Q1、Q2的驅(qū)動信號耦合在一起，使ig1、ig2保持同步，從而保證Q1、Q2在開通瞬間電壓均衡，使器件處于安全工作區(qū)。
圖5 僅帶同步變壓器時Q1、Q2的開通驅(qū)動電流和集射極電壓
圖6 為GDU2比GDU1延遲200 ns 關(guān)斷時，Q1、Q2的驅(qū)動電流和關(guān)斷瞬間的波形。加入同步變壓器后，雖然GDU2比GDU1延遲200 ns 關(guān)斷，但由圖6可知，同步變壓器將Q1、Q2的驅(qū)動信號耦合在一起，使ig1、ig2保持同步。由于IGBT柵射極間電容的非線性，同步變壓器保持驅(qū)動信號的完全同步卻很困難。特別是在關(guān)斷瞬間，Q1、Q2在關(guān)斷瞬間出現(xiàn)輕微的電壓不均衡，其集射極電壓Vce1為330V，最大集射極尖峰電壓為靜態(tài)均壓值的10 %，此時器件仍處于安全工作區(qū)。
圖6 僅帶同步變壓器時Q1、Q2的關(guān)斷驅(qū)動電流和集射極電壓
(3)電源電壓800V，僅帶同步變壓器的動態(tài)均壓電路情況
圖7為GDU2比GDU1延遲200 ns 開通和關(guān)斷時，Q1、Q2的驅(qū)動電流和開關(guān)瞬間的波形。由圖7可知，同步變壓器將Q1、Q2的驅(qū)動信號耦合在一起，使ig1、ig2保持同步，達到一定的均壓效果。但隨著器件所承受電壓的增大，在電源電壓為800V 情況下，輕微的驅(qū)動信號不完全同步卻使Q1在關(guān)斷瞬間，其集射極電壓Vce1高達600V，最大集射極尖峰電壓為靜態(tài)均壓值的50%，此時則很難保證器件處于安全工作區(qū)。
圖7 僅帶同步變壓器時Q1、Q2的開關(guān)瞬態(tài)的驅(qū)動電流和集射極電壓
(4)電源電壓800V，鉗位電壓440V，帶同步變壓器和端電壓鉗位動態(tài)均壓電路情況
圖8為GDU2比GDU1延遲200ns開通和關(guān)斷時，Q1、Q2的驅(qū)動電流和開關(guān)瞬間的波形。由圖8可知，同步變壓器將Q1、Q2的驅(qū)動信號耦合在一起，使ig1、ig2保持同步。在關(guān)斷瞬間，驅(qū)動電流ig1突然升高并降低，這是由于此時Q1集射極電壓超過齊納二極管的閾值，反饋電流流過快恢復二極管和齊納二極管，注入柵極，使得集射極電壓被鉗位于440V，最大集射極尖峰電壓為靜態(tài)均壓值的10%，使得Q1、Q2處于安全工作區(qū)。
圖8 帶同步變壓器時和端電壓鉗位電路時Q1、Q2
3. 結(jié)束語
本文在研究和分析國內(nèi)外IGBT串聯(lián)動態(tài)均壓技術(shù)的基礎(chǔ)上，采用將驅(qū)動信號同步技術(shù)和端電壓鉗位技術(shù)結(jié)合的均壓電路，通過仿真驗證了基于驅(qū)動信號同步的均壓電路在IGBT串聯(lián)電路中能有效地使IGBT電壓均衡。同步變壓器將驅(qū)動信號同步，其響應(yīng)速度快，端電壓鉗位電路能夠使開關(guān)瞬態(tài)的過電壓≤10 %，防止了過電壓的發(fā)生，有效降低了串聯(lián)IGBT的電壓不均衡。故該方法能夠很好地使串入電路的IGBT均壓。
